主頁（http://www.by236.com）：基于USRP的DMR物理層研究和驗證系統實現 摘要：DMR(Digital Mobile Radio)是ETSI在2004年提出的集群通信系統標準，作為從模擬通信到數字通信過渡的橋梁，已經得到了廣泛的使用。本文基于軟件無線電思想，提出了基于DMR協議的數字對講機的解決方案，并通過驗證系統的物理鏈路的搭建、以及語音單呼、語音組呼DMR標準業務的實現對解決方案的可行性進行了驗證。系統中用到的關鍵技術如4CP-FSK調制解調技術、碼元同步與幀同步、基帶信號處理等，各模塊單獨封裝，弱耦合，豐富了軟件無線電系統的波形組件庫，也可作為軟核便于集成或者復用到其他系統中。 本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/145480.htm前言 DMR集群通信系統由ETSI在2004年提出[1] 與歐洲的TETRA標準[2]、北美的iDEN標準[3]、國內具有自主知識產權的GoTa標準和GT800標準并列為全球主流的集群通信系統標準。DMR系統較上述幾個標準系統復雜性更低，性價比更高[4-5]。DMR支持從模擬到數字的平滑過度。DMR三層協議棧如圖1所示，最底層是物理層，中間層是數據鏈路層，最上層是呼叫控制層，從上層應用類型開分，DMR系統可分為用戶平面和控制平面�！ �  空中接口物理層主要功能模塊包括4CP-FSK調制解調，收發轉換，RF特性，比特與符號定義，頻率同步、符號同步和突發構成等;數據鏈路層被分成了兩部分，在用戶面負責處理沒有標上地址的用戶信息;在控制面負責傳輸信令信息�？刂茖又饕撠熆刂仆ㄔ�，提供DMR支持的不同業務類型，包括短數據和分組數據服務等。DMR數字系統完整解決方案一直研究熱點，解決方案圍繞著易實現，可復用性強等特點展開。在本論文中，我們結合軟件無線電的優勢與DMR系統的特點，提出了DMR數字對講機整體解決方案，包括協議棧實現，低層接收機與發射機，不同模塊間接口定義，模塊間解耦。在物理層中主要實現基帶信息處理和中頻調制解調，其中涵蓋了物理層關鍵技術。論文[6]對4FSK進行闡述，本解決方案使用相位連續的頻移鍵控調制方式。 全數字DMR解決方案 系統構圖 軟件無線電是用現代軟件來操縱、控制傳統的“純硬件電路”的無線通信[7]。全數字DMR解決方案基于軟件無線電的架構，系統框圖見圖2。主要由語音編解碼、DMR協議處理、射頻前端三部分組成。其中語音編解碼采用AMBE USB-3000;DMR協議處理采用通用處理器實現;射頻前端采用USRP。AMBE USB-3000語音模塊，USRP射頻發射機與接收機模塊�！ �  其中處理器完成DMR三層協議處理，USB-3000完成低速率的語音壓縮，USRP(Universal Software Radio Peripheral)，通用軟件無線電外圍設備[8]由高速信號處理的FPGA母板和可更換的覆蓋不同頻率的子板兩個組件，負責射頻終端發射與接收，USRP與處理器通過USB總線相連，處理器中自動配置和調用已封好的API函數使用USRP。處理器與USB-3000語音壓縮模塊通過USB總線連接。 物理層關鍵技術實現 本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/145480.htm中頻調制解調 DMR采用的4CP-FSK調制方式屬于4FSK調制方式中的一種，4FSK是采用基帶信號控制載波的頻率傳送信息，如信號“-3”可以用頻率f_0傳送，信號“-1”可以用頻率f_1傳送，信號“1”可用頻率f_2傳送，信號“3”可用頻率f_3傳送。頻移鍵控包括兩種，一種為相位連續頻移鍵控(CPFSK)，即傳送不同的信號時，相位連續，通過連續相位調制(CPM)實現;另一種為非連續相位頻移鍵控(DFSK)。CPM是恒包絡相位連續調制方之一，本身兼具編碼增益，窄主瓣、快速滾降和恒包絡等特點，廣泛使用于軍事和專用通信領域[9]。
一般CPM信號定義如公式(1)所示：
其中Ts是符號周期，E是符號能量，fs是載波頻率，在本系統中中頻為10kHz，上變頻后為400MHz，φ(t,a)是瞬時相位，φ0是初始相位，a代表符號的進制，a∈{±1，±3.±…，±(M-1)}，φ(t,a)表達式見公式(2)。
其中T為脈沖周期，g(t)為脈沖函數。對公式(1)進行離散化，設定 對4CP-FSK調制后信號進行相干解調，相干解調流程見圖3。
兩路正交信號I(nTs )，Q(nTs)求反正切可以得到φ(nTs)，然后把相位調整到 碼元同步和幀同步 碼元同步 碼元不同步是由于發送端時鐘與接收端時鐘不匹配導致的。在接收端的一個符號周期中不易確定最佳采樣時刻，如果隨機取一個采樣點的數據，往往會導致采樣點為非最佳采樣點，即與最佳采樣點偏離。圖3黑色曲線為匹配濾波后數據，藍點為在一個符號周期的隨機采樣點，可以看出隨機采樣往往偏離最佳采樣點。 對于發端8倍插值，收端進行匹配濾波后每個符號周期有8個采樣點，符號同步結果只有8種可能。假設在一個符號周期中采樣點的位置為ψε{1，2，3，4，5，6，7，8}。發端與收端頻偏較小，且一幀數據持續時間為30ms，假設一幀中的所有符號周期內的同步位置相對不變。同步算法在不同幀之間一直處于運行狀態，具體的同步過程如圖4所示。 
在同步開始時，本地時鐘對數據進行采樣，然后送到同步算法模塊，計算同步時鐘。一幀數據總共有132個符號周期(發端進行了8倍插值)越多的符號周期考慮在內結果越精確，但若把132個符號周期都考慮在內會導致計算復雜度過高，只每一幀隨機選其中N個(在本仿真中N=5)符號周期，以保證算法準確性，對這8*N個采樣點的值，總共同步的情況為8種，對于每一種可能性，對采樣點的值通過硬判決算法進行判決。對N個符號周期中每個符號周期同一采樣點位置的采樣值與硬判決值求差值，這代表著該采樣點位置與判決符號值偏差，差值圖樣最小的那個采樣點位置的值，取為本幀同步采樣點位置。具體偏差值圖樣的計算見公式(5)，假設隨機算法得到的符號周期集合為Ω。
其中s(k+i*8)指一個符號周期中第k點采樣值，kεψ，i∈{0,1,2,……,131}指一幀中符號周期的下標。其中硬判決函數的計算方式如下： 通過求得偏差圖樣的最小值，來確定準同步位置，產生本地采樣時鐘，在一幀內都采取這個同步時鐘。 取一幀數據，隨機取其中的5個符號周期的數進行同步算法運算，得到的錯誤圖樣如圖5所示，從錯誤圖樣可以得看出在符號采樣點位置為4的位置為最佳同步位置。 幀同步 DMR幀同步通過同步突發中的同步碼實現。語音幀、數據幀、信令幀都包含各自的同步碼，不同類型突發所包括的同步碼見表4.1，表中只以下行的語音與數據同步碼為例。同步碼總長為48bit，處在突發的中間位置。在進行MS到BS或MS到MS通信時，終端會先找到對方發來的同步碼，以確保信道的建立�！ �  語音信號以超幀形式傳輸，超幀的組幀由數據鏈路層完成，一個語音超幀由A~F六幀(360ms)組成，見圖6，在語音超幀傳輸開始有LC(LC Header)頭突發標志語音傳輸的開始，如果傳輸的語音數據需要加密則在LC頭后有一個PI(PI Header)頭突發用于標示語音傳輸加密，對于直通或單/雙頻BS轉發模式在超幀傳輸結束有一個語音結束LC terminator標示，而一般超幀則由最后一個突發的數據表示該語音幀的結束�！ � 
對于檢測同步碼的具體做法是，在收端用本地同步序列與收到的序列逐次進行相關，然后檢測相關系數是否大于某閾值。假設本地數據同步碼為x(n)，在收到數據流之中，取與同步碼長度相等的數據，即48比特數據，記為y(n)。求兩者的相關系數如下式： 當相關系數的值大于某閾值時，表示檢測到某同步碼。對于閾值，則需要通過實驗值來設定，可以隨機產生大量數據，然后與本地的同步碼計算出相關系數的值，得到不同相關系數時的分布圖，實驗的數據結果見圖7所示，隨機產生了100萬個數據，對這100萬數據依次取48bit與本地的語音同步碼組做相關系數運算，存儲所有的相關系數，然后畫出CDF曲線。從圖中可以看出，基本上相關系數為0.85的時候，概率就基本上為零了，所以可以設置同步上時相關系數閾值為0.85，為了增加冗余，設置閾值為0.90�！ �  從系統的誤碼率中也可以知道，這個閾值設置也是合理的。 驗證系統 DMR全數字驗證系統實物圖見圖8，左右兩側均為具有收發功能的終端。此系統經過測試，能夠實現DMR規定的單呼、組呼、廣播業務，且通話清晰，具體通話范圍和USRP的發射功率有關。在處理器中實現的DMR基帶處理各個模塊可以作為軟件模塊的方式進行封閉，以供其它系統進行調用。系統的參數見表2�！ �  結論 本文主要針對物理層的研究和DMR驗證系統的實現，物理層中也只是對關鍵部分進行具體的研究，如中頻調制解調，碼元同步和幀同步等。在碼元同步中提出新算法，通過接收到的符號周期信息中的采樣數據信息進行同步，而不是通過增加前導碼進行同步。給出了搭建全數字DMR驗證系統，能夠進行完整的單呼和組呼業務演示。本論文驗證系統以軟模塊構成，調制解調、碼元同步、信道編碼等都實現了模塊封裝，可以軟核形式復用到其它系統中，本文系統架構是一個通用的軟件無線電架構，可推廣到其它無線通信相關協議的驗證。
參考文獻： (中國集群通信網 | 責任編輯：陳曉亮) |
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，可以得到
間，最后進行差分運算后可得到m(n)。
(4) 
(6) 
